Diagramm eines einfachen HF-Beobachterempfängers für jedes Amateurfunkband

Guten Tag, liebe Funkamateure!
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Heute schauen wir uns eine sehr einfache Schaltung an, die gleichzeitig eine gute Leistung bietet - HF-Beobachterempfänger - Kurzwelle.
Das Schema wurde von S. Andreev entwickelt. Ich kann nicht anders, als festzustellen, dass, egal wie viele Entwicklungen ich in der Amateurfunkliteratur dieses Autors gesehen habe, sie alle originell, einfach, mit hervorragenden Eigenschaften und, was am wichtigsten ist, für beginnende Funkamateure zur Wiederholung zugänglich waren.
Der erste Schritt eines Funkamateurs in die Elemente beginnt normalerweise immer damit, die Arbeit anderer Funkamateure in der Luft zu beobachten. Es reicht nicht aus, die Theorie der Amateurfunkkommunikation zu kennen. Nur durch das Hören von Amateurfunk und das Eintauchen in die Grundlagen und Prinzipien der Funkkommunikation kann ein Funkamateur praktische Fähigkeiten in der Durchführung von Amateurfunkkommunikation erwerben. Dieses Programm ist genau für diejenigen gedacht, die ihre ersten Schritte in der Amateurkommunikation machen möchten.

Eingereicht Schaltplan eines Amateurfunkempfängers - Kurzwelle Sehr einfach, auf der Basis der erschwinglichsten Elemente hergestellt, einfach zu konfigurieren und gleichzeitig mit guter Leistung ausgestattet. Natürlich verfügt diese Schaltung aufgrund ihrer Einfachheit nicht über „umwerfende“ Fähigkeiten, aber (die Empfindlichkeit des Empfängers beträgt beispielsweise etwa 8 Mikrovolt) ermöglicht es einem unerfahrenen Funkamateur, die Prinzipien der Funkkommunikation, insbesondere in, bequem zu erlernen die 160-Meter-Reichweite:

Der Empfänger kann grundsätzlich in jedem Amateurfunkband betrieben werden – alles hängt von den Parametern der Eingangs- und Überlagerungsschaltungen ab. Der Autor dieses Schemas hat die Funktion des Empfängers nur für die Reichweiten 160, 80 und 40 Meter getestet.
Für welchen Bereich ist es besser, diesen Empfänger zu montieren? Um dies festzustellen, müssen Sie berücksichtigen, in welcher Gegend Sie leben, und von den Merkmalen der Amateurbands ausgehen.
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Der Empfänger ist mit einer Direktumwandlungsschaltung aufgebaut. Es empfängt Amateurtelegrafen- und Telefonstationen - CW und SSB.

Antenne. Der Empfänger arbeitet mit einer einzigartigen Antenne in Form eines Stücks Montagedraht, das diagonal unter der Raumdecke gespannt werden kann. Zur Erdung eignet sich eine Leitung aus der Wasserversorgung oder Heizungsanlage des Hauses, die an Klemme X4 angeschlossen wird. Die Antennenreduzierung wird an Klemme X1 angeschlossen.

Arbeitsprinzip. Das Eingangssignal wird durch die L1-C1-Schaltung isoliert, die auf die Mitte des Empfangsbereichs abgestimmt ist. Dann gelangt das Signal zu einem Mischer, der aus zwei Transistoren VT1 und VT2 besteht, die über Dioden verbunden und Rücken an Rücken geschaltet sind.
Die am Transistor VT5 erzeugte Lokaloszillatorspannung wird über den Kondensator C2 dem Mischer zugeführt. Der Lokaloszillator arbeitet mit einer Frequenz, die doppelt so niedrig ist wie die Frequenz des Eingangssignals. Am Ausgang des Mischers, am Verbindungspunkt C2, entsteht ein Umwandlungsprodukt – ein Signal der Differenz zwischen der Eingangsfrequenz und der doppelten Frequenz des Lokaloszillators. Da die Größe dieses Signals nicht mehr als drei Kilohertz betragen sollte (die „menschliche Stimme“ liegt im Bereich von bis zu 3 Kilohertz), wird nach dem Mischer ein Tiefpassfilter an der Induktivität L2 und dem Kondensator C3 eingeschaltet, der unterdrückt ein Signal mit einer Frequenz über 3 Kilohertz, wodurch eine hohe Empfängerselektivität und die Fähigkeit zum Empfang von CW und SSB erreicht wird. Gleichzeitig werden AM- und FM-Signale praktisch nicht empfangen, was jedoch nicht sehr wichtig ist, da Funkamateure hauptsächlich CW und SSB verwenden.
Das ausgewählte Niederfrequenzsignal wird über die Transistoren VT3 und VT4 einem zweistufigen Niederfrequenzverstärker zugeführt, an dessen Ausgang hochohmige elektromagnetische Telefone vom Typ TON-2 eingeschaltet sind. Wenn Sie nur über niederohmige Telefone verfügen, können diese über einen Übergangstransformator beispielsweise von einem Funkpunkt aus angeschlossen werden. Wenn Sie außerdem einen 1-2 kOhm-Widerstand parallel zu C7 anschließen, kann das Signal vom VT4-Kollektor über einen Kondensator mit einer Kapazität von 0,1-10 μF an den Eingang eines beliebigen ULF angelegt werden.
Die Versorgungsspannung des Lokaloszillators wird durch eine Zenerdiode VD1 stabilisiert.

Einzelheiten. Sie können im Empfänger verschiedene variable Kondensatoren verwenden: 10-495, 5-240, 7-180 Pikofarad, es ist wünschenswert, dass sie ein Luftdielektrikum haben, aber sie funktionieren auch mit einem Feststoff.
Zum Bewickeln der Schleifenspulen (L1 und L3) werden Rahmen mit einem Durchmesser von 8 mm mit Gewindetrimmkernen aus Carbonyleisen verwendet (Rahmen aus den ZF-Schaltkreisen alter Röhren- oder Röhren-Halbleiter-Fernseher). Die Rahmen werden zerlegt, abgewickelt und ein 30 mm langer zylindrischer Teil abgeschnitten. Die Rahmen werden in die Löcher der Platte eingebaut und mit Epoxidkleber befestigt. Spule L2 ist auf einen Ferritring mit einem Durchmesser von 10–20 mm gewickelt und enthält 200 Windungen PEV-0,12-Draht, lose, aber gleichmäßig gewickelt. Die L2-Spule kann auch auf den SB-Kern gewickelt und dann in den SB-Panzerungsbechern platziert und mit Epoxidkleber verklebt werden.
Schematische Darstellung der Montage der Spulen L1, L2 und L3 auf der Platine:

Die Kondensatoren C1, C8, C9, C11, C12, C13 müssen aus Keramik, röhrenförmig oder scheibenförmig sein.
Wicklungsdaten der Spulen L1 und L3 (PEV-Draht 0,12), Nennwerte der Kondensatoren C1, C8 und C9 für verschiedene Bereiche und verwendete variable Kondensatoren:

Die Leiterplatte besteht aus Folienfiberglas. Die Position der gedruckten Spuren ist auf einer Seite:

Einrichten. Der Niederfrequenzverstärker des Empfängers muss bei wartungsfähigen Teilen und fehlerfreier Installation nicht angepasst werden, da die Betriebsarten der Transistoren VT3 und VT4 automatisch eingestellt werden.
Der Hauptaufbau des Empfängers ist der Aufbau des lokalen Oszillators.
Zuerst müssen Sie das Vorhandensein einer Erzeugung durch das Vorhandensein einer HF-Spannung am Abgriff der Spule L3 überprüfen. Der Kollektorstrom VT5 sollte innerhalb von 1,5-3 mA liegen (eingestellt durch Widerstand R4). Das Vorhandensein einer Erzeugung kann durch die Änderung dieses Stroms überprüft werden, wenn man den Überlagerungskreis mit den Händen berührt.
Durch die Anpassung der Lokaloszillatorschaltung muss die erforderliche Frequenzüberlappung des Lokaloszillators sichergestellt werden; die Frequenz des Lokaloszillators muss innerhalb der Bereiche angepasst werden:
– 160 Meter – 0,9–0,99 MHz
– 80 Meter – 1,7-1,85 MHz
– 40 Meter – 3,5-3,6 MHz
Der einfachste Weg, dies zu tun, besteht darin, die Frequenz am Abgriff der L3-Spule mit einem Frequenzmesser zu messen, der Frequenzen bis zu 4 MHz messen kann. Sie können aber auch ein Resonanzwellenmessgerät oder einen HF-Generator (Beat-Methode) verwenden.
Wenn Sie einen HF-Generator verwenden, können Sie gleichzeitig auch die Eingangsschaltung konfigurieren. Legen Sie ein Signal vom HHF an den Empfängereingang an (platzieren Sie das an X1 angeschlossene Kabel neben dem Generatorausgangskabel). Der HF-Generator muss auf Frequenzen abgestimmt werden, die doppelt so hoch sind wie die oben angegebenen (z. B. im Bereich von 160 Metern – 1,8–1,98 MHz), und die lokale Oszillatorschaltung muss so eingestellt werden, dass sie mit der entsprechenden Position des Kondensators übereinstimmt C10, Ton mit einer Frequenz von 0,5-1 kHz. Stellen Sie dann den Generator auf die Mitte des Bereichs ein, stimmen Sie den Empfänger darauf ab und stellen Sie die L1-C1-Schaltung auf die maximale Empfindlichkeit des Empfängers ein. Sie können die Empfängerskala auch mithilfe des Generators kalibrieren.
Wenn kein HF-Generator vorhanden ist, kann die Eingangsschaltung durch den Empfang eines Signals von einem Amateurfunksender konfiguriert werden, der möglichst nahe an der Mitte des Bereichs arbeitet.
Beim Aufbau der Stromkreise kann es erforderlich sein, die Windungszahl der Spulen L1 und L3 anzupassen. Kondensatoren C1, C9.

Direktkonvertierungsempfänger

Der Empfänger empfängt Signale von Amateurfunksendern in den Bändern 7, 14 und 21 MHz. Zu den Merkmalen des Schaltungsdesigns gehören das Fehlen eines Bereichsschalters und die Tatsache, dass sich die Frequenz des Lokaloszillators beim Übergang von einem Bereich in einen anderen nicht ändert.
Um dies zu verstehen, muss man bedenken, dass die Frequenzen der Amateur-HF-Bänder in der richtigen geometrischen Abfolge liegen. Das heißt, die Harmonischen der Niederfrequenzbereiche landen in den Hochfrequenzbereichen. Daher arbeitet der Lokaloszillator bei Frequenzen im 7-MHz-Bereich, und beim Empfang in den Bereichen 14 MHz bzw. 21 MHz arbeitet der Mischer mit der zweiten und dritten Harmonischen des Lokaloszillators. Daher muss der lokale Oszillator nicht umgeschaltet werden. Die Bereiche werden durch Anpassen des Eingangsbandpassfilters geändert. Typischerweise verwendet eine solche Schaltung geschaltete Eingangskreise oder Schleifenkondensatoren. Dies erfordert einen Schalter und eine erhebliche Anzahl anderer Teile. Anstatt die Frequenz des Eingangsfilters schrittweise zu ändern, wird die Frequenz mithilfe eines zweiteiligen variablen Kondensators stufenlos angepasst. Auf dem an der Achse dieses Kondensators angebrachten Zeigergriff müssen Sie drei Markierungen anbringen, die der Einstellung des Eingangsbandpassfilters auf den Bereich von 7 MHz, 14 MHz und 21 MHz entsprechen. Neben der Vereinfachung des mechanischen Aufbaus der Bereichsauswahlschaltung ermöglicht diese Methode bei Bedarf eine geringfügige Anpassung des Eingangsfilters, um beispielsweise Störungen auszublenden oder maximale Empfindlichkeit und Selektivität im gewünschten Bereich des ausgewählten Bereichs zu erzielen .

Schauen wir uns das Diagramm an. Das Signal der Antenne kommt über den Koaxialstecker X1. Am doppelten variablen Widerstand R1 wird ein sanfter Eingangsdämpfer erzeugt, mit dem die Empfindlichkeit des Empfängers eingestellt werden kann (der Knopf ist mit „Level“ beschriftet). Als nächstes gibt es einen zweiteiligen Bandpassfilter auf den Schaltkreisen L2-C4.1-C1-C3-C2-C4.2-L3, der über einen doppelten variablen Kondensator mit einem Luftdielektrikum C4 abstimmbar ist. Spule L1 dient dazu, den Eingangsdämpfer mit dem Filter zu verbinden.
Am Ausgang des Bandpassfilters ist ein Single-Ended-Key-Mischer am Feldeffekttransistor VT1 eingeschaltet. Das Lokaloszillatorsignal wird dem Gate des Transistors zugeführt und dieser fungiert als Widerstand, der durch das dem Gate zugeführte Signal gesteuert wird und das Eingangssignal tatsächlich auf die kapazitive Ausgangslast umschaltet. Die Abschaltspannung am Gate von VT1 wird aufgrund der Gleichrichterwirkung des Transistorübergangs automatisch eingestellt.
VT1 öffnet bei einem bestimmten Spannungspegel an seinem Gate. Gleichzeitig ändern wir durch Ändern des Wertes der Sinusspannung des Lokaloszillators den Winkelwert (Punkt der Sinuswelle), bei dem VT1 öffnet. Durch Ändern der lokalen Oszillatorspannung ändern wir somit das Tastverhältnis der VT1-Öffnungsimpulse. In diesem Fall muss bei der Bearbeitung von Oberwellen das Tastverhältnis etwa vier betragen, um in allen Bereichen eine einheitliche Empfindlichkeit zu erreichen. Um dies zu erreichen, muss VT1 eine Abschaltspannung haben, die mindestens doppelt so hoch ist wie die von VT2.
Am Ausgang des Mischers entsteht ein Frequenzkomplex, eine Niederfrequenz mit einem Band von 3 kHz, von der ein U-förmiger Tiefpassfilter C10-L5-C11 isoliert wird. Als nächstes erfolgt die Verstärkung des Niederfrequenzsignals mittels ULF, bestehend aus einem Vorverstärker am Transistor VT3 und einem Leistungsverstärker am Mikroschaltkreis A1, geladen auf einen Miniaturlautsprecher B1 mit einem Schwingspulenwiderstand von 8 Ohm. Der Widerstand R6 dient zur Einstellung der Lautstärke.
Der lokale Oszillator wird am Transistor VT2 unter Verwendung einer induktiven Dreipunktschaltung hergestellt. Die lokale Oszillatorschaltung L4-C7-C6-C5 ist mit einem variablen Kondensator C5 mit Luftdielektrikum abgestimmt. Die Frequenz des Lokaloszillators ist im Bereich von 6,9–7,2 MHz einstellbar. Um den erforderlichen Abstimmbereich zu erhalten, wird die maximale Kapazität des variablen Kondensators C5 verringert, indem C6 in Reihe geschaltet wird, und die minimale Kapazität wird erhöht, indem die Kapazität C7 parallel zur Schleifenspule geschaltet wird.
Die Versorgungsspannung des Lokaloszillators wird durch eine Zenerdiode VD1 stabilisiert.
Alle Hochfrequenzspulen sind auf Rahmen mit Carbonyl-Null-Eisenkernen gewickelt. Die Rahmen sind aus den Rahmen der ZF-Kreise alter Schwarz-Weiß-Röhrenfernseher gefertigt. Ein solcher Rahmen besteht aus einer Basis und einem Gewinderohr, in dessen Inneren sich zwei Gewindekerne aus Carbonyleisen befinden. Sie müssen die Kerne aus dem Rohr entfernen und ein Stück des Rohrs abschneiden, das etwa 2/3 der Gesamtlänge entspricht. Dann schrauben Sie einen dieser Kerne hinein. Der Rahmen ist fertig. Alle Konturspulen enthalten 12 Windungen PEV 0,43-Draht. Spule L1 ist auf die Oberfläche L2 gewickelt und enthält 4 Windungen. Spule L4 hat ab der 4. Windung eine Anzapfung, gezählt von unten laut Diagramm.
Diese Spulen werden vertikal im Empfängergehäuse eingebaut und mit einem Tropfen Epoxidkleber befestigt. Sie müssen Epoxidkleber vorbereiten und ihn zu einer Paste aushärten lassen. Tauchen Sie dann den unteren Teil des Rollenrahmens in diesen Kleber, sodass a
Geben Sie einen großen Tropfen hinein und platzieren Sie die Spule an der gewünschten Stelle am Körper. Nach dem Aushärten wird der Spulenrahmen sicher im Empfängergehäuse fixiert.
Als L5-Spule wurde ein universeller Magnetkopf aus einem alten Kassettenrekorder verwendet. Der Kopfkörper dient als Spulenschirm (er ist mit dem gemeinsamen Minuspol der Stromversorgung verbunden).
Im Mischer können Sie die Transistoren KP307A, KP307B, KPZOZA, KPZZB, KPZOZI, BF245A verwenden.
Im lokalen Oszillator müssen Transistoren mit einer Abschaltspannung von mindestens 3,5 V verwendet werden, -KP307G, KPZZG, KPZZZD, KPZOZE, KP302B, KP302V, BF245C.
Drehkondensatoren – zweiteiliger Typ KPE2-V oder ähnlich, aus alten Röhrenradiosendern und Empfängern. Ein solcher Kondensator hat normalerweise zwei Abschnitte von 10–495 pF oder 11–500 pF. Diese Kondensatoren zeichnen sich durch ihre Stabilität und die Abwesenheit von Störungen durch statische Entladungen aus, die beim Betrieb von Kondensatoren mit einem festen Dielektrikum auftreten können (durch Elektrifizierung, wenn die Platten am Dielektrikum reiben). Die Kondensatoren C1 und C2 sind Keramikkondensatoren vom Typ KPK-6 oder ähnliche Trimmer. Sie können auch Abstimmkondensatoren mit Luftdielektrikum verwenden. Oder Sie können ganz darauf verzichten und sie durch konstante Kapazitäten von 10 pF ersetzen. In diesem Fall wird die Optimierung der Eingangsfiltereinstellungen jedoch komplizierter (Sie können nur Spulentrimmer verwenden).
Die Kondensatoren SZ, C6, C7 müssen eine Mindest-TKE haben, sonst wird die Einstellung instabil.
Bei der Einrichtung geht es darum, die Funktionalität des ULF zu überprüfen. Als nächstes müssen Sie mit einem Frequenzmesser den Abstimmbereich des Lokaloszillators bestimmen und L4 anpassen sowie ihn durch Auswahl der Kapazität C7 in den Bereich von nicht enger als 6,9-7,2 MHz (aber nicht breiter als 6,8-) eingeben. 7,3 MHz). Schließen Sie den Frequenzmesser über einen Kondensator mit einer Kapazität von nicht mehr als 2 pF an.
Der nächste Schritt besteht darin, Grenzwerte festzulegen und die Einstellungen der Eingangsfilterschaltungen zu koppeln.
Als nächstes kommt der Abschluss.

Snegirew I.
Literatur:
1. Goigorov I.N. Ein einfacher Beobachterempfänger. g.Radioconstructor 12-99, p. 12-13.

Die betrachtete Detektor-Empfängerschaltung ermöglicht es uns, Informationen über die Amplitude des empfangenen Funksignals zu erhalten. Die Effizienz des Detektors wird bestimmt durch.

Die ersten Direktumwandlungsempfänger erschienen zu Beginn der Entwicklung der Funktechnologie, als es noch keine Funkröhren gab, die Kommunikation auf Lang- und Ultralangwellen erfolgte, Funken- und Bogensender und Empfänger, sogar professionelle, waren Detektoren.

Es wurde festgestellt, dass die Empfindlichkeit des Detektorempfängers erheblich zunimmt, wenn der Detektor mit Schwingungen eines Generators mit geringer Leistung versorgt wird, der mit einer Frequenz nahe der Frequenz des empfangenen Signals arbeitet. Beim Empfang eines Telegrafensignals waren Schläge mit einer Audiofrequenz zu hören, die der Differenz zwischen der Frequenz des Lokaloszillators und der Signalfrequenz entsprach. Betrachten wir die Natur dieses Phänomens.

Die Frequenzselektivität des Detektorempfängers wird durch einen am Eingang angeschlossenen Bandpassfilter gewährleistet. Das gleiche Problem kann gelöst werden, indem die Energie des empfangenen Signals in den Niederfrequenzbereich übertragen wird. In diesem Fall ist es möglich, es mit einem Tiefpassfilter zu implementieren, dessen Komplexität bei gleichen Eigenschaften der Unterdrückung des Nachbarkanals halb so hoch ist. Die Übertragung des Hochfrequenzspektrums in den Niederfrequenzbereich kann mit der folgenden trigonometrischen Transformation erfolgen:

Als zweites Sinussignal wird ein Signal eines lokalen Oszillators, genannt Lokaloszillator, verwendet, dessen Frequenz mit der Frequenz des empfangenen Funksignals übereinstimmt. Die Spannung am Ausgang des Multiplizierers, der in diesem Fall als Synchrondetektor bezeichnet wird, wird wie folgt geschrieben:

Die doppelfrequente Spannung eines Funksignals lässt sich leicht durch einen Tiefpassfilter unterdrücken. Der Prozess der Übertragung von Modulationsfrequenzen von der Betriebskanalfrequenz auf die Nullfrequenz ist in Abbildung 1 dargestellt.

Abbildung 1. Prozess des Arbeitskanals bei Nullfrequenz

Ein Direktumwandlungsempfänger, der das oben beschriebene Prinzip der Übertragung des Spektrums eines Nutzsignals in den Niederfrequenzbereich umsetzt, ist in Abbildung 2 dargestellt.

Abbildung 2. Blockdiagramm eines Direktumwandlungsempfängers

In diesem Empfänger wählt ein Bandpassfilter eine Gruppe von Frequenzen aus, in denen das Eingangssignal vorhanden ist. Anschließend überträgt ein Synchrondetektor das Spektrum in den Niederfrequenzbereich. Die Unterdrückung der Frequenzen benachbarter Kanäle in dieser Schaltung kann sowohl durch einen Bandpassfilter am Detektoreingang als auch durch einen an seinem Ausgang befindlichen Niederfrequenzfilter erfolgen. Es ist bekannt, dass die Komplexität eines Tiefpassfilters halb so groß ist wie die eines Bandpassfilters mit gleicher Selektivität. Daher ist die Empfängerschaltung mit direkter Umwandlung sowohl im Hinblick auf die Zuverlässigkeit als auch im Hinblick auf die Kosten des Geräts rentabler.

Lassen Sie uns die Anforderungen an den Niederfrequenzfilter (LPF) des Direktumwandlungsempfängers ermitteln. Abbildung 3 zeigt die Spektren des Nutzsignals und des Nachbarkanalsignals. Die gleiche Abbildung zeigt den Tiefpassfilter des Synchrondetektors, der Teil des Direktumwandlungsempfängers ist.

Abbildung 3. Anforderungen an den Tiefpassfilter in einem Direktumwandlungsempfänger

Die Komplexität eines Tiefpassfilters hängt von seiner Ordnung ab. Anforderungen an die Filterordnung eines Direktumwandlungsempfängers werden durch die Steigung seiner Amplituden-Frequenz-Kennlinie des Filters (AFC) spezifiziert. Im Allgemeinen hängen diese Anforderungen von der spezifischen Art des Signals ab, das in einem bestimmten Kommunikationssystem verwendet wird.

Die Frequenz des Nachbarkanals sei das Dreifache der oberen Frequenz des Nutzsignals. Dann die Frequenzverstimmung F sk = f sk /f in gleich 3 und der Filter erster Ordnung unterdrückt diese Frequenz um den Faktor drei. Die gleiche Zahl kann in Dezibel ausgedrückt werden:

Typischerweise ist eine Nachbarkanalunterdrückung von mindestens 60 dB erforderlich. Anschließend lässt sich die benötigte Tiefpassfilterordnung mit folgender Formel ermitteln:

In diesem Fall reicht also ein Filter sechster Ordnung nicht aus und es ist ein Filter siebter Ordnung erforderlich.

In modernen Versionen des Direktumwandlungsempfängers enthält der Ausgang des Filters einen Analog-Digital-Wandler und eine digitale Signalverarbeitungsschaltung. In diesem Fall kann die Aufgabe der Unterdrückung des Nachbarkanals durch diese digitale Schaltung übernommen werden und dann können die Anforderungen an das am Ausgang des Multiplizierers befindliche Filter auf die Anforderungen an ein Filter erster Ordnung und dessen Aufgabe reduziert werden wird darin bestehen, hochfrequente Bilder des Durchlassbereichs des digitalen Filters (Anti-Aliasing-Filter) zu unterdrücken.

Die Anforderungen an einen Niederfrequenzverstärker werden durch die erforderliche Verstärkung des Nutzsignals bestimmt. Oft beträgt der erforderliche Gewinn mehrere Tausend. Dann stehen die Rauscheigenschaften des Verstärkers an erster Stelle. In diesem Fall ist es wünschenswert, die Signalbandbreite am ULF-Ausgang zu begrenzen, um dessen Außerbandrauschen zu unterdrücken.

Das Ändern des Pegels des gewünschten Signals abhängig von den Ausbreitungsbedingungen der Funkwellen kann den Einsatz einer automatischen Verstärkungsregelungsschaltung (AGC) erfordern. Wir werden dieses Schema in den folgenden Kapiteln betrachten.

In der in Abbildung 2.9 besprochenen Schaltung muss eine genaue Synchronisierung des Lokaloszillatorsignals und des Empfangssignals sichergestellt werden. Das ist ziemlich schwierig. Darüber hinaus sollte berücksichtigt werden, dass das Originalsignal möglicherweise in die Phase des Hochfrequenzsignals eingebettete Informationen enthält. Um diese nicht zu verlieren, ist es daher erforderlich, ein komplexes Exponentialsignal als Lokaloszillator zu erzeugen Signal, oder mit anderen Worten, ein Sinus- und Cosinussignal gleichzeitig:

Da das Phaseninkrement in einem Signal entweder positiv oder negativ sein kann, kann es sowohl positive als auch negative Frequenzen enthalten (Abbildung 2.10). Diese Situation ist in Abbildung 2.13 dargestellt.

Abbildung 4. Drehrichtung des Phasenvektors bei positiven und negativen Frequenzen

Um in diesem Fall das Spektrum des Originalsignals zu übertragen, sind zwei Signalvervielfacher erforderlich. Dadurch entstehen am Ausgang der Schaltung zwei Quadratursignale I und Q. Ein nach diesem Prinzip aufgebauter Funkempfänger wird Direktumwandlungsempfänger genannt. Das Blockdiagramm ist in Abbildung 3 dargestellt.

Abbildung 5. Blockdiagramm eines Direktumwandlungsempfängers

Bei diesem Schema werden die Frequenzen des Nachbarkanals durch Tiefpassfilter unterdrückt, die unmittelbar nach den Frequenzumsetzern (Multiplizierern) angeordnet sind. Nach der Rauschunterdrückung erfolgt die Hauptverstärkung des Empfangssignals. Die endgültige Demodulation des Empfangssignals erfolgt durch eine digitale Signalverarbeitungsschaltung, die entweder auf oder auf einer programmierbaren Logikschaltung (FPGA) durchgeführt werden kann.

Um einen Tiefpassfilter mit der gleichen Steigung des Frequenzgangs zu bauen, sind im Vergleich zu einem Bandpassfilter doppelt so viele Elemente erforderlich, daher ist diese Schaltung aus mathematischer Sicht ideal für den Bau von Funkempfängern.

Die Direktumwandlungsschaltung erleichtert den Aufbau von Multibandempfängern. Um von einem Bereich in einen anderen zu wechseln, reicht es aus, die Frequenz des Lokaloszillators zu ändern. Dies ist sehr praktisch für die gleichzeitige Implementierung von GSM-, GPRS- und 3G-Empfängern.

Leider ist es derzeit sehr schwierig, Multiplikatoren mit ausreichend großen Multiplikatoren zu implementieren, und erst mit der Entwicklung digitaler Technologien verbreitet sich dieses Schema allmählich weiter und mit seiner Hilfe ist es möglich, immer hochwertigere Empfänger zu implementieren.

Wenn es möglich wäre, einen idealen Multiplikator in der Empfängerschaltung mit Direktumsetzung zu implementieren, wäre kein Block mehr am Eingang des Synchrondetektors erforderlich. Leider ist es nicht. Daher ist es notwendig, am Eingang des Multiplizierers einen Bandpassfilter zu installieren, der die Anzahl der am Eingang des Synchrondetektors ankommenden Störsignale reduzieren soll. Dadurch ist es möglich, seine Eigenschaften denen eines idealen Multiplikators anzunähern. Allerdings sind die Anforderungen an den Bandpassfilter deutlich geringer, als wenn der Bandpassfilter eine Nachbarkanalunterdrückung durchführen würde.

Literatur:

Zusammen mit dem Artikel „Empfänger mit direkter Frequenzumwandlung“ lautete:

Die Hauptfunktion eines Funkempfängers besteht darin, nützliche Informationen aus dem empfangenen Signal zu extrahieren...
http://site/WLL/DetPrm.php

Um die Empfindlichkeit des Funkempfängers zu erhöhen (die Rauschzahl des Empfängers zu reduzieren), wird ein rauscharmer Verstärker zwischen dem Eingang des Synchrondetektors und dem Ausgang des Empfängereingabegeräts platziert...
http://site/WLL/PrmPrjamUsil.php

Um das Problem der Erhöhung des erforderlichen Qualitätsfaktors mit zunehmender Trägerfrequenz zu lösen, begannen sie, das Problem in zwei Stufen aufzuteilen – Abstimmung über den gesamten Frequenzbereich und Sicherstellung der Selektivität im Nachbarkanal …
http://site/WLL/PrmSupGeter.php

Bei der Doppelfrequenzumsetzung wird eine Gruppe von Kanälen zunächst auf die erste Zwischenfrequenz übertragen, isoliert und dann dem Arbeitskanal auf der zweiten Zwischenfrequenz zugewiesen. Dieser Prozess...
http://site/WLL/PrmDvPreobr.php

Direktkonvertierungsempfänger (DCR), genauer gesagt Heterodynempfänger, wurden erst vor relativ kurzer Zeit von Funkamateuren eingesetzt – von Ende der 60er bis Anfang der 70er Jahre des letzten Jahrhunderts. Aufgrund der Einfachheit der Schaltung und der hohen Qualität der Arbeit erfreuten sie sich sehr schnell großer Beliebtheit. Besonders beliebt waren einfache (auf mehreren Transistoren oder einem oder zwei Mikroschaltungen) Ein- oder Zweiband-Designs von Zweiband-PPPs, die auch von unerfahrenen Funkamateuren wiederholt werden konnten. Aufgrund ihrer hohen Empfindlichkeit hatten diese Empfänger in der Regel einen relativ kleinen Dynamikbereich für Übersprechen (DD2) – der AM-Unterdrückungskoeffizient überschritt mit seltenen Ausnahmen 70–80 dB nicht. Versuche, DD2 zu erhöhen und das zweite Band um mindestens 30–40 dB zu unterdrücken, führten zu einer solchen Komplikation des Designs, dass eine Massenwiederholung nicht in Frage kam.

Dank der weit verbreiteten Verfügbarkeit neuer digitaler Hochgeschwindigkeits-Mikroschaltungen und hochwertiger rauscharmer Operationsverstärker wurde es möglich, einen neuen Ansatz für den Aufbau von Einseitenband-PPPs zu implementieren, bei dem digitale Schalter als Mischer verwendet und gut Entwickelte Schaltung von Funktionseinheiten auf dem Operationsverstärker im Rest der Schaltung. Dieser Ansatz ermöglicht es, eine gute Wiederholbarkeit und garantierte hohe PPP-Parameter zu gewährleisten und gleichzeitig auf Low-Tech-Elemente wie Multiwindungsinduktivitäten und Balun-Transformatoren zu verzichten und Abstimmelemente und arbeitsintensive Anpassungsarbeiten (natürlich) fast vollständig zu eliminieren. mit Ausnahme der Anpassung der PDF- und GPA-Schaltungen). Der Preis dafür ist eine erhöhte Anzahl von Mikroschaltungen und die Notwendigkeit einer Vorauswahl einiger Widerstände und Kondensatoren (sofern keine entsprechenden Präzisionsschaltungen vorhanden sind), was jedoch mit einem gewöhnlichen chinesischen Digitalgerät einfach zu bewerkstelligen ist.

Ein experimentelles Beispiel eines Single-Band-PPP, auf das Sie aufmerksam gemacht wurden, veranschaulicht eine der möglichen Optionen für das Schaltungsdesign auf Basis moderner Elemente.

Haupteinstellungen
Betriebsfrequenzbereiche, MHz - 1,8, 3,5, 7

Bandbreite des Empfangspfads
(Pegel - 6 dB), Hz - 400-2900

Empfindlichkeit des Empfangspfads vom Mischereingang
(Bandbreite 2,5 kHz, S/N-Verhältnis – 10 dB), µV, nicht schlechter – 0,7*

Dynamikbereich für Kreuzmodulation (DD2) bei 30 % AM und 50 kHz Verstimmung, nicht weniger, dB – 110*

Nachbarkanalselektivität
(mit einer Abweichung von der Trägerfrequenz von -5,9 kHz + 3,7 kHz), nicht weniger, dB – 60

Unterdrückung des oberen Seitenbandes, nicht weniger, dB – 41

Rechteckigkeitskoeffizient des End-to-End-Frequenzgangs

(bei Stufen -6, -60 dB) – 2,2

AGC-Einstellbereich, wenn sich die Ausgangsspannung um 12 dB ändert, nicht weniger, dB - 72 (4000-fach)

Ausgangsleistung des NF-Pfades bei einer Last von 8 Ohm, bei weniger W 0,8

Von außen aufgenommener Strom stabilisiert

Stromversorgung 13,8V, nicht mehr, A - 0,4

* Dieser Wert wird durch die Fähigkeiten der für die Messungen verwendeten Geräte begrenzt und kann in der Realität höher sein.

Knoten A2 ist ein lokaler Oszillator, der auf einem einzelnen, nicht umschaltbaren Generator mit Frequenzen von 28–32 MHz mit elektronischer Frequenzabstimmung mithilfe eines Widerstands mit mehreren Windungen und einem Frequenzteiler mit einem variablen Teilungsverhältnis von 1,2,4 basiert. Für die nötige Stabilität mit Hilfe des DAC und der digitalen Frequenzauslesung sorgt der A5-Knoten, der auf Basis einer vorgefertigten Digitalwaage „Makeevskaya“ hergestellt wird, die in vielen Regionen der Ukraine und Russlands erworben werden kann und nicht beschrieben wird Hier kann als Option zur Eigenproduktion die bewährte Entwicklung von A empfohlen werden. Denisova [5]. Die Hauptsignalverarbeitung – ihre Umwandlung, Unterdrückung des oberen Seitenbandes und Filterung – wird vom Knoten A3 durchgeführt. Um eine gute Selektivität zu erreichen, wird das Prinzip der sequentiellen Auswahl verwendet, bei dem zusätzlich zum aktiven Hauptbandpassfilter tatsächlich in jeder Verstärkerstufe der Durchlassbereich durch eine geeignete Wahl der Werte auf das Niveau von 300–3000 Hz begrenzt wird ​der Isolationskondensatoren und in den OOS-Schaltkreisen.

Zur Unterdrückung des oberen Seitenbandes wird ein in ausführlich beschriebenes Verfahren verwendet, das auf der Verwendung eines 6-Stab-Phasenschiebers in einem 4-Phasen-Signalsystem basiert und mit relativ einfachen Mitteln trotz der erhöhten Anzahl von Elementen ermöglicht, um eine gute Unterdrückung und eine hohe Temperatur- und Zeitstabilität der Parameter zu erreichen. Zum Erhalten

Das 4-Phasen-Signalsystem verwendet einen digitalen Phasenschieber, was die Erstellung von Multiband-Designs erheblich vereinfacht.

Das Signal vom PDF-Ausgang wird einem Mixer zugeführt, der einen kostengünstigen und zugänglichen Achtkanalschalter 74NS4051 mit einer durchschnittlichen Schaltzeit von 20–22 ns verwendet. Der motivierende Grund für diese Wahl waren die phänomenalen DD-Werte, die Funkamateure beim Testen der Mikroschaltungen 74NS4066, 74NS4053 derselben Serie als Mischer erzielten. Während der Entwicklung dieses Empfängers durchgeführte Experimente bestätigten die hohen dynamischen Parameter des Mischers auf Basis von 74HC4051. Nach meinen Schätzungen liegt der potenzielle DD2 (AM-Unterdrückungspegel – er bestimmt nämlich den Dynamikbereich zulässiger Signale für den PP) für den 74NS4051 bei Frequenzen bis zu 7–8 MHz bei etwa 134–140 dB, begrenzt von oben durch AM Störpegel von 300-400 mV und von unten durch das Eigenrauschen des Schalters, die kleiner als 0,05 µV sind.

In dem den Lesern zur Verfügung gestellten experimentellen Empfänger wird der DD2-Pegel von 110 dB nicht durch den Mischer, sondern durch den vorläufigen ULF von oben aufgrund der direkten Erkennung von AM-Interferenzen im vorläufigen ULF begrenzt und kann durch verbessert werden 10-20 dB durch Installation zusätzlicher Tiefpassfilter nach dem Mischer und von unten durch das Rauschen des vorläufigen ULF, implementiert, wie alle anderen Knoten, auf kostengünstigem und zugänglichem Dual-Low-Noise (spektrale Rauschdichte weniger als 5 nV/ Hz) NE5532 Operationsverstärker. Die Verwendung weniger verrauschter Operationsverstärker, zum Beispiel LT1028 mit 1 nV/Hz, verbessert die Empfindlichkeit um das 3- bis 4-fache, d. h. Erhöhen Sie DD2 um weitere 10-12 dB.

Die Verwendung eines Achtkanalschalters (in unserem Fall nur die Hälfte - vier Kanäle) 74NS4051 als Mischer ermöglichte eine Vereinfachung der Schaltung, da die Funktionen eines Phasenschiebers von der internen Steuerlogik des übernommen werden Schalter, dessen Adresseingänge Steuersignale vom Zähler bei 4 erhalten. In diesem Fall sollte die Lokaloszillatorfrequenz viermal höher sein als die Betriebsfrequenz. Dadurch entsteht am Ausgang des Mischers ein 4-Phasen-Signalsystem, das nach Vorverstärkung einem 6-stufigen Phasenschieber zugeführt wird. Als nächstes wird das Signal des unteren Seitenbands, das eine Phasenverschiebung von Null erhalten hat, auf dem Addierer summiert, und das Signal des oberen Spiegelbands, das eine Phasenverschiebung von 180 Grad erhalten hat, wird subtrahiert und unterdrückt. Der aktive Hauptbandpassfilter ist mit dem Ausgang des Addierers verbunden, der ein Nachfolger der enthaltenen Tiefpassfilter 3. und 6. Ordnung ist.

Das gefilterte Nutzsignal wird dem Knoten A4 zugeführt, der aus einem spannungsgesteuerten Verstärker, einem Zwischenverstärker und einem End-ULF besteht, an dessen Ausgang ein Lautsprecher, ein AGC-Detektor sowie Verstärkungs- und Lautstärkeregler angeschlossen sind.

Das schematische Diagramm des Knotens A3, der Haupteinheit zum Empfangen und Verarbeiten des Signals, ist in Abb. 2 dargestellt. Weiter im Text werden die Positionsbezeichnungen von Teilen der Funktionseinheiten A2, A3, A4 (Abb. 2-4) zusätzliche Indizierungen (2С1, 3С1 usw.) aufweisen, die in diesen Abbildungen nicht dargestellt sind. Positionsbezeichnungen der Anbauteile im Anschlussplan des Empfängers Abb. 5 werden nicht wiederholt, daher werden Verweise darauf ohne zusätzliche Indizes angegeben.

Das Signal vom Ausgang des Bereichsfilters (im Diagramm nicht dargestellt, wie bereits erwähnt, in dieser Funktion hat der Autor den in beschriebenen Vorwähler verwendet) gelangt über den Anpassungstransformator 3Tr1 zum Widerstand 3R5 und dann zum 4-Phasen-Mischer 3DD1 , hergestellt auf Basis eines Achtkanalschalters 74NS4051. Um die Geschwindigkeit des Schalters zu erhöhen, werden die Mikroschaltungen 3DD1,3DD2 mit einer erhöhten Versorgungsspannung von +8 V vom 3DA5-Stabilisator versorgt, was durchaus akzeptabel erscheint, weil Die Erfahrung zeigt, dass Mikroschaltungen der Serien 74NS, 74AC zuverlässig arbeiten, wenn die Versorgungsspannung auf 10 V erhöht wird.

Der Widerstand 3R5 verbessert den Ausgleich und gleicht den Widerstand der Tasten im offenen Zustand aus, der einen Widerstand von etwa 50 Ohm mit einer technologischen Streuung von +-5 Ohm hat. Über den Widerstand 3R6, der am Schaltereingang gebildet wird, wird eine Vorspannung an den Schaltereingang angelegt Mittelpunkt des Widerstandsteilers 3R3 3R4 und entspricht der Hälfte der Versorgungsspannung, was seinen Betrieb im linearsten Abschnitt gewährleistet. Steuersignale für den Schalter kommen von einem synchronen Zählerteiler durch 4, der auf D-Flip-Flops des erfolgt Mikroschaltung 3DD2 74HC74, angeschlossen nach einer Johnson-Ringschaltung. Trotz der äußerlichen Ähnlichkeit mit dem von V. T. Polyakov vorgeschlagenen digitalen Phasenschieber ist seine Hauptfunktion in dieser Schaltung ein Zähler.

Die Funktionen des Phasenschiebers werden von der internen Steuerschaltung des Schalters selbst übernommen, weil Aus Gründen der Übersichtlichkeit wurde in Abb. ein nicht standardmäßiger Einschluss vorgenommen. In 2 sind gegenüber den entsprechenden Pins der 3DD1-Mikroschaltung die Phasen des Ausgangssignals angegeben. An den Ausgang jedes der 4 Phasenkanäle sind Lastkondensatoren angeschlossen, die das Nutzsignal effektiv isolieren und Umwandlungsnebenprodukte unterdrücken. Der Grund für diese Effizienz liegt darin, dass dieser 4-Wege-Schalter + Kondensatormischer ein Beispiel für einen klassischen Digitalfilter (oder, wenn Sie es vorziehen, einen Filter mit geschalteten Kondensatoren) ist. Taylor war der Erste, der diese Schaltungslösung in Bezug auf Mischer beschrieb und patentierte, und diese Schaltung wird Taylor-Detektor genannt.

Wobei Rist, Ohm die Summe des Antennenkreiswiderstands von 50 Ohm ist, 9-mal durch 3Tr1 transformiert, also 450 Ohm, der Widerstand des offenen Schlüssels (ca. 50 Ohm) und der Widerstand 3R5, Cnagr ist gleich der Summe der Kondensatoren 3С8,3С9 in Farad und n=4 ist die Anzahl der schaltbaren Kondensatoren. In unserem Fall sorgt der berechnete Wert der Grenzfrequenz von 3400 Hz einerseits für eine gute Unterdrückung von Out-of-Band-Interferenzen und führt andererseits eine spürbare zusätzliche Phasenverschiebung in das Nutzsignal ein, daher die Die entsprechenden Kapazitäten in allen 4 Kanälen müssen thermisch stabil sein und mit einer Genauigkeit von nicht schlechter als 0,5 % ausgewählt werden (im Folgenden meinen wir die Genauigkeit der Auswahl der Elemente von 4 Kanälen untereinander, der absolute Wert kann eine Streuung von bis zu 5 % haben) ). Niederfrequenzkondensatoren der Serien MBM, K71, K73 usw. erfüllen diese Anforderungen, und für eine effektive HF-Filterung werden Keramikkondensatoren mit relativ kleiner Kapazität (mögliche Werte 1000-4700 pf) mit einer thermischen Stabilität nicht schlechter als M1500 angeschlossen parallel dazu.

Zu den Lastkondensatoren des Mischers durch Hochleistungs-Trennkondensatoren 3С10, 3С13, 3С16, 3С19 (auf den ersten Blick ist der Einsatz von Trennkondensatoren nach dem Mischer unnötig, da bei einem ideal funktionierenden Mischer die Spannung an den Lastkondensatoren gleich ist das gleiche, aber in der Praxis tritt aufgrund einiger Asymmetriekanäle eine kleine Rauschspannung auf, die das Gesamtrauschen um das 2-3-fache erhöht, wenn Vorverstärker direkt angeschlossen werden), die nicht elektrolytisch sein müssen, die Vorverstärker 3DA1, 3DA2 sind angeschlossen, nach einer Differenzmessverstärkerschaltung geschaltet, wodurch die Symmetrie der Signale weiter verbessert und Gleichtaktstörungen (AM-Detektionsprodukte, Störungen der Netzfrequenz usw.) unterdrückt werden, ist proportional zu Kus = 1+2*(3R12/ 3R11), in diesem Fall 13 Mal. Diese Höhe der Vorverstärkung ist nach Meinung des Autors optimal, um Verluste in einem 6-Link-Phasenschieber auszugleichen. Widerstände in den Rückkopplungskreisen 3R11....16 müssen mit einer Genauigkeit von nicht weniger als 0,5 % ausgewählt werden. An die Ausgänge des Differenzvorverstärkers ist ein 4-phasiger 6-stufiger RC-Phasenschieber basierend auf den Elementen R17-R40 und C21-C44 angeschlossen. Ein solcher Phasenschieber ist trotz der erhöhten Anzahl von Elementen einfach im Aufbau. Dank der gegenseitigen Kompensation von Phasen- und Amplitudenungleichgewichten einzelner Ketten ist es möglich, Elemente mit einer Toleranz von +-5 % des Absolutwerts zu verwenden (natürlich sollte die Auswahlgenauigkeit in Quads nicht schlechter als 0,5 % sein). Aufrechterhaltung einer hohen Phasenverschiebungsgenauigkeit. Mit den im Diagramm angegebenen Werten der Elemente beträgt der berechnete Wert der Unterdrückung des Spiegelseitenbandes im Frequenzbereich 300-3300 Hz etwa 50 dB, was jedoch praktisch auf die Streuung der Werte der Elemente zurückzuführen ist und der Endwiderstand des Addierers beträgt die Unterdrückung 41-43 dB. Anschließend wird das 4-Phasen-Signal den Eingängen des 3DA3.1-Addierers zugeführt, der auf der Basis eines Differenzverstärkers mit einer Eingangsimpedanz von 330 kOhm und einer Verstärkung von 10 basiert.

Dabei werden durch die resultierenden Phasenverschiebungen die Signale des unteren Seitenbandes addiert und verstärkt und die des unteren Seitenbandes subtrahiert und unterdrückt. An den Ausgang des Addierers ist ein aktiver Hauptsignalfrequenzfilter angeschlossen, der aus drei in Reihe geschalteten Verbindungen 3. Ordnung besteht – ein Hochpassfilter mit einer Grenzfrequenz von 350 Hz am Operationsverstärker 3DA3.2 und zwei Tiefpassfilter mit einer Grenzfrequenz von 3000 Hz auf den Operationsverstärkern 3DA4.1 bzw. 3DA4.2.

Um die Isolation zu verbessern und Störungen im Stromversorgungskreis zu reduzieren, werden die Addierer- und Filterstufen über einen separaten integrierten 3DA6-Stabilisator mit Strom versorgt. Der Versorgungsspannungsteiler 3R52,3R57 liefert eine Vorspannung für den Normalbetrieb der Operationsverstärker 3DA3.2, 3DA4 mit einpoliger Versorgung.

Das gefilterte Signal vom Ausgang 1. Sein Kus wird durch das Verhältnis des Gesamtwiderstands des in der OOS-Schaltung parallel geschalteten Widerstands 4R4 und des Widerstands des Drain-Source-Kanals des Feldeffekttransistors 4VT1 KP307G bestimmt (hier können Sie beliebige Transistoren aus dem KP302 verwenden, 303,307-Serie, mit einer Abschaltspannung von nicht mehr als 3,5 V beim höchstmöglichen anfänglichen Drain-Strom) an den Widerstand 4R2 und wenn sich die Vorspannung am Gate 4VT1 von 0 auf +4 V ändert, ändert sie sich im Bereich von 3 bis 0,0005-fach oder +10...-66 dB, was die Verwendung einer effektiven automatischen (AGC) und manuellen Einstellung der Gesamtverstärkung des Empfängers ermöglicht (eine Art Analogon der HF- und ZF-Einstellung in Superheterodynen). Die 4R5,4R7,4C4-Kette liefert die halbe Signalspannung an das 4VT1-Gate, was die Linearität der Einstelleigenschaften des Feldeffekttransistors verbessert, was dazu führt, dass der Grad der nichtlinearen Verzerrung selbst bei einem Eingangssignal von 2eff (dem maximal mögliches Signal am Ausgang des Hauptbandpassfilters).

Das Signal vom Ausgang 4DA1.2, das für den normalen Betrieb der AGC eine Verstärkung von 50 liefert, wird durch einen passiven Bandpassfilter 4С13,4R12,4C15 geleitet, der die überschüssige Verstärkung um das Vierfache zum Lautstärkeregler R und dann weiter reduziert ein einstufiger Tiefpassfilter (4R16,4C17) an den Eingang des finalen ULF 4DA3 LM386 mit Kus=20.

Das Signal vom Ausgang 4DA1.2 über die 4C12,4R11-Kette gelangt zum AGC-Detektor, der auf 4VD1-4VD5-Dioden basiert und über zwei Steuerkreise verfügt – einen Trägheitskreis am 4C8-Kondensator und einen relativ schnellen am 4C9-Kondensator ermöglicht die Verbesserung des AGC-Betriebs bei pulsierendem Rauschen. Der gemeinsame Verbindungspunkt der AGC-Detektorelemente ist mit dem Versorgungsspannungsteiler 4R13, 4R14 verbunden, der die anfängliche Vorspannung des Feldeffekttransistors erzeugt. Der Abstimmwiderstand 4R15 stellt die optimale anfängliche Vorspannung für eine bestimmte Instanz des Transistors ein und passt bei Bedarf den Anfangswert der Gesamtverstärkung des Empfängers an. Der Widerstand Rrf ermöglicht die betriebliche Steuerung der Gesamtverstärkung.

Um die Isolation zu verbessern und Störungen im Stromversorgungskreis zu reduzieren, werden die Eingangsstufen über einen separaten integrierten Stabilisator 4DA2 versorgt. Der Versorgungsspannungsteiler 4R1,4R3 liefert eine Vorspannung für den normalen Betrieb des Operationsverstärkers 4DA1 mit einer einpoligen Versorgung.

Das schematische Diagramm von Knoten 2 (GPA) ist in Abb. dargestellt. 4

Basis ist eine leicht modernisierte GPA-Schaltung des YES-98M-Transceivers auf Basis eines Colpitts-Generators. Das aktive Element des GPA - Transistors 2VT2 ist nach der Emitterfolgerschaltung geschaltet, aufgrund des hohen Eingangswiderstands und der kleinen Kapazität des Kondensators 2S11 ist die Nebenschlussbeschaltung des Schwingkreises unbedeutend. Ein nach der Colpitts-Schaltung aufgebauter Generator ist für seine stabile Erzeugung bekannt, und zwei Zweige der Gegenkopplung: parallel (Widerstand 2R12) und seriell (Widerstand 2R14) sorgen für den Betrieb des Transistors 2VT2 im Modus eines Konstantstromgenerators (thermostabil). . Die kleine Kapazität des Emitterübergangs des KT368A-Transistors (ca. 2 pF) und der niedrige Ausgangswiderstand der Kaskade schaffen Voraussetzungen für eine gute Entkopplung des gesamten Schwingsystems von der nachfolgenden Last. Die Kollektorkapazität 2VT2 (ca. 1,5 pF) ist um ein Vielfaches kleiner als der Kondensator 2S8 und hat keinen Einfluss auf das Schwingsystem. Die Verwendung eines rauscharmen Transistors KT368A (mit normalisierter Rauschzahl) und die oben genannten Merkmale tragen zur Schaffung eines Generators mit guter thermischer Stabilität und geringem Seitenrauschen (Phasenrauschen) bei. Ein Emitterfolger auf 2VT3-Transistoren (kann (kann durch KT316, KT325 ersetzt werden), das einen niedrigen Ausgangswiderstand und kleine Zwischenelektrodenkapazitäten aufweist und eine gute Entkopplung des Master-Oszillators von nachfolgenden Stufen gewährleistet.

Die Elemente 2DD1.1 und 2DD1.2 erzeugen ein Rechtecksignal. Die Trigger 2DD2.1 und 2DD2.2 dienen dazu, die VFO-Frequenz für den 3,5- bzw. 1,8-MHz-Bereich durch 2 bzw. 4 zu teilen. Der auf den Dioden 2VD7...2VD9 und Elementen der Mikroschaltungen DD1 und DD3 aufgebaute Encoder gewährleistet bei Anlegen einer Bereichsspannung von +13,8 V die Auswahl des entsprechenden Unterbereichs. In diesem Fall werden Trigger, die nicht an der Teilung beteiligt sind, blockiert, wodurch das Auftreten von Störungen durch sie auf der Empfangsfrequenz verhindert wird. Vom Ausgang von DD3.3 wird das Signal dem Zähler der Wandlereinheit (Eingang X3 des Knotens A3) zugeführt. Die Frequenzabstimmung erfolgt mit Varicaps KV132A und einem Mehrgangpotentiometer SP5-39B, obwohl die Nachteile dieser Abstimmmethode bekannt sind. Die traditionelle Abstimmungsmethode mit einem variablen Kondensator ist natürlich vorzuziehen und weist höhere Qualitätsindikatoren auf.

Die Kette 2R1, 2С2 2R5,VD3, 2С5 ist Teil einer digitalen automatischen Frequenzsteuerungsschaltung (DAFC), die mithilfe der Makeevskaya-Digitalwaage implementiert wird und es Ihnen ermöglicht, nicht nur SSB und CW, sondern auch digitale Kommunikationsmodi zu betreiben

Der Generator selbst arbeitet im Frequenzbereich von 28 bis 32 MHz.

Zu beachten ist, dass im 40-Meter-Bereich das Abstimmintervall des Empfängers zu groß ist und 1 MHz beträgt, was zu einer hohen Abstimmdichte führt, weshalb die Verwendung des Abstimmwiderstands 2R4 auf 28,0 ... 28,8 MHz begrenzt ist (7-7,2 MHz). Im 1,8- und 3,5-MHz-Bereich wird dieser Widerstand mit einem offenen Schalter zum 2VT1-Transistor geschaltet (es ist möglich, KT208, KT209, KT502 mit einem beliebigen Buchstabenindex zu verwenden), der schließt, wenn die +13,8-V-Steuerspannung vom anliegt Bereichsschalter auf den 7-MHz-Pin. Der 2VT2-Transistor ist für maximale Verstärkung ausgewählt, mindestens 100. Um Schleifenkondensatoren auszuwählen, benötigen Sie Kondensatoren mit unterschiedlichen TKE: MPO, P33 und M47. Als 2DD1, 2DD3 können Sie stattdessen die TTL-Serie 555LA4 verwenden

2DD2 – 555TM2, Hochgeschwindigkeits-CMOS KR1554LA4, KR1554TM2 bzw. 74NS10 und 74NS74. KD522-Dioden können durch nahezu alle Silizium-Hochfrequenzdioden mit geringen Sperrströmen ersetzt werden (z. B. KD503, KD521).

Das Empfänger-Verbindungsdiagramm ist in Abb. 5 dargestellt. Alle Board-to-Board-Verbindungen für Hochfrequenzschaltungen werden mit einem dünnen Koaxialkabel und für Niederfrequenzschaltungen mit einem normal abgeschirmten Kabel hergestellt. Der Versorgungsspannungsstabilisator der Digitalwaage DA1 (Kren 5A oder 7805) erwärmt sich nicht stark (der Stromverbrauch bei importiertem ALS beträgt nicht mehr als 200 mA) und kann daher an jeder geeigneten Stelle im Gehäuse angeschraubt werden. Löschwiderstand R2 mit einer Leistung von mindestens 2W. Auf der Vorderseite befinden sich die variablen Widerstände R1 (Einstellungen), R3 (Lautstärkeregelung), R4 (Verstärkungsregelung) und die Schalter SA1 (Abschwächer -20 dB aktivieren), SA2 (Bereichsschalter) und SA3 (DAC aktivieren). Die Platinen im Empfängergehäuse sind auf Metallgestellen montiert, dies schließt jedoch einen zusätzlichen „Masse“-Bus nicht aus, der alle Platinen miteinander verbindet.

Zu den Details. Wie oben erwähnt, müssen für eine erfolgreiche Wiederholung einige Positionen von Widerständen und Kondensatoren im Block A3 vorab ausgewählt werden. Mit einem digitalen Ohmmeter, zum Beispiel einem chinesischen Digitalmessgerät, ist es einfach, Paare oder Quads mit einer Genauigkeit bis zur dritten Stelle auszuwählen, wobei zu berücksichtigen ist, dass der Absolutwert in der Regel eine Streuung von haben kann bis zu 5%. Viele Multimetermodelle verfügen auch über Kapazitätsmessmodi, die die Auswahl von Kondensatoren erleichtern. Zur Auswahl der Kondensatoren verwendete der Autor einen Aufsatz zu einem Frequenzmesser zur Messung der Induktivität und schloss daran eine Spule mit einer Induktivität von mehreren zehn μH an. Anschließend verbinden wir die Kondensatoren „on the fly“ und wählen diejenigen aus, die nahe beieinander liegende Frequenzwerte liefern. Die Streuung der Werte für Kondensatoren aus einer Fabrikcharge ist gering. Stammen die Kondensatoren aus derselben Box, konnten aus einem Dutzend in der Regel zwei Vierfache mit einer Genauigkeit von nicht weniger als 1 % ausgewählt werden. Trotz der offensichtlichen Komplexität der Auswahl verbrachte der Autor nicht mehr als eine Stunde damit, alle vier Widerstände mit einer Genauigkeit von 3 Ziffern und Kondensatoren mit einer Genauigkeit von 2 Ziffern auszuwählen.

Die Phasenschieberkondensatoren müssen thermisch stabil sein, auf keinen Fall dürfen Niederfrequenzkeramiken der Gruppen TKE H30, H70 und H90 verwendet werden (deren Kapazität kann sich bei Temperaturschwankungen um fast das Dreifache ändern). Sie können Metallpapier-MBM, Film und Metallfilm der K7X-XX-Serie verwenden. Es empfiehlt sich, die gleichen Kondensatortypen als Teil von aktiven Filtern und Isolationsfiltern in ULF-Kaskaden zu verwenden, weil Sie bestimmen den Frequenzgang. In diesem Fall kann die zulässige Streuung der Nennwerte 10 % betragen, und in diesen Einheiten können mit großem Erfolg Exemplare verwendet werden, die die Auswahl für den Phasenschieber nicht bestanden haben.

Keramische und elektrolytische Schlösser können beliebiger Art sein.

Die Spule L1 mit einer Induktivität von etwa 0,8 μH des Glattbereichsgenerators ist auf einen gerippten Keramikrahmen mit einem Durchmesser von 12 mm gewickelt. Es besteht aus 12 Windungen PEV-2-Draht 0,5–0,7 mm, die in einer Nut mit einem Abstand von 1 mm verlegt und in einem Schirm platziert sind, der beispielsweise als Gehäuse eines RES-6-Relais verwendet werden kann.

Der passende Transformator 3Tr1 enthält 15–18 Windungen dreifach gefalteten Drahtes mit einem Durchmesser von PELSHO (PEV, PEL können auch verwendet werden) 0,1–0,25 mm mit einer leichten Drehung (3 Drehungen pro cm) auf einem Ferritring mit einem Durchmesser von 7-10 mm mit einer Permeabilität von 1000-2000 Hochfrequenzdrosseln - DM-0,1 mit einem Nennwert von 50-200 µg, sie können auf Ferritringe mit einem Durchmesser von 7-10 mm mit einer Permeabilität von 1000- gewickelt werden. 2000 genügen 25-30 Drahtwindungen mit einem Durchmesser von 0,15-0,3 mm.

Teile, die mit der Scharniermontagemethode am Fahrgestell montiert werden (siehe Abb. 5), können beliebiger Art sein. Die Ausnahme bildet der variable Multiturn-Widerstand R1 SP5-39B. Dieser Widerstand muss von hoher Qualität sein. Die Instabilität des Widerstands und die Ungleichmäßigkeit seiner Änderungen beeinträchtigen die Leistung des Empfängers erheblich. Bei Bedarf kann es durch zwei herkömmliche Potentiometer ersetzt werden, die gemäß Abb. 6 enthalten sind.

Gegebenenfalls besondere Anforderungen an andere Teile sind oben bei der Beschreibung der Geräte aufgeführt.

Design und Installation. Die meisten Teile des Empfängers sind auf drei Leiterplatten montiert, die seinen drei Blöcken A2 (Abb. 7), A3 (Abb. 8), A4 (Abb. 9) aus doppelseitiger Glasfaserfolie entsprechen. Die zweite Seite dient als gemeinsamer Draht und Schirm. Die Löcher um die Leitungen von Teilen, die nicht mit dem gemeinsamen Draht verbunden sind, sollten mit einem Bohrer mit einem Durchmesser von 2,5–3,5 mm versenkt werden. Die Anschlüsse der mit dem gemeinsamen Kabel verbundenen Teile sind mit einem Kreuz gekennzeichnet. Archiv mit Originalzeichnungen von Leiterplatten im Lay-Format ist verfügbar

Fotos der montierten Komponenten und des Empfängers als Ganzes

Einrichten des Receivers Sie sollten mit dem GPA-Knoten A2 beginnen, der für den Einrichtungszeitraum vom Hauptknoten getrennt ist. Zuerst müssen Sie vom Hilfsteiler eine Spannung von etwa 2,7 V an Pin 2X1 anlegen und den Kondensator 2C12 mit einer Brücke kurzschließen. Nachdem Sie die Versorgungsspannung angelegt haben, sollten Sie den 2R12-Widerstand auswählen, um die Spannung am Emitter des 2VT2-Transistors auf etwa 1,4–1,6 V bei Verwendung als 2DD1 TTL der 1533LA4.555LA4-Serie oder 2,3–2,6 V bei CMOS KR1554LA4.74NS10 einzustellen werden verwendet. Danach können Sie den Jumper entfernen und eine Steuerspeisespannung an Pin 2X8 anlegen (1,8 MHz-Bereich einschalten). Eine digitale Waage oder ein Frequenzmesser wird über einen Widerstand mit einem Widerstand von 200...300 Ohm an den GPA-Ausgang (Pin 2X12) angeschlossen. Durch Bewegen des Schiebereglers des Widerstands R1 in die obere Position gemäß Diagramm, Auswahl des Kondensators 2C12 und Einstellen von 2C10 wird die Erzeugungsfrequenz auf knapp unter 7000 kHz (bei 5...10 kHz) eingestellt. Anschließend wird der Schieber des Widerstands R8 gemäß Diagramm in die untere Position verschoben. Die Betriebsfrequenz sollte etwas über 8000 kHz liegen. Wenn dies nicht möglich ist und die Überlappung geringer ist, sollten Sie einen 2C9-Kondensator mit größerer Kapazität einbauen und umgekehrt, wenn die Überlappung größer ist, sollte die Kapazität des 2C9-Kondensators etwas verringert werden. Da die Kapazität dieses Kondensators die Frequenz des VFO etwas beeinflusst, sollten Sie nach einer Änderung seines Wertes erneut die Frequenzüberlappung des VFO überprüfen. Nachdem der erforderliche Wert im 1,8-MHz-Bereich erreicht wurde, wird der GPA durch Anlegen der Steuerversorgungsspannung an Pin 2X9 in den 7-MHz-Bereich übertragen. Anschließend wird der Schieberegler des Widerstands R8 gemäß Diagramm in die untere Position verschoben und durch Einstellen des Widerstands 2R4 die Erzeugungsfrequenz auf etwas mehr als 28800 kHz eingestellt. In der letzten Phase der GPA-Einstellung wird die Stabilität der Generatorfrequenz überprüft und gegebenenfalls eine thermische Kompensation mit bekannten Methoden durchgeführt wird. In der Version des Autors wurden Schleifenencoder mit TKE M47 verwendet und keine zusätzliche thermische Kompensation durchgeführt. Gleichzeitig überstieg bei 7 MHz die anfängliche Frequenzüberschreitung in den ersten 2 Minuten nicht 800 Hz; anschließend betrug die Frequenzinstabilität in 15 Minuten weniger als 100 Hz. Beim Einschalten des DAC blieb die Frequenz mehrere Stunden lang unverändert.

Die Hauptsignalverarbeitungseinheit (Knoten A3) und ULF (Knoten 4) erfordern keine Anpassung, wenn Teile der erforderlichen Nennwerte verwendet werden und keine Installationsfehler vorliegen.

Der letzte Schritt beim Einrichten des Empfangspfads ist das Festlegen des AGC-Schwellenwerts und der Verstärkungskontrollgrenzen. Dazu werden die Schieberegler des Widerstands R3 Volume und des Widerstands R4 Gain (siehe Abb. 5) gemäß Diagramm auf die linke Position und der Schieberegler des Trimmwiderstands 4R15 auf die rechte Position gestellt.

Schließen Sie einen 50-Ohm-Widerstand an den Empfängereingang an.

Ein Oszilloskop oder Avometer im Wechselspannungsmessmodus wird an den Empfängerausgang parallel zum Lautsprecher angeschlossen (Pins 4X7, 4X8).

Finden Sie durch Bewegen des Schiebereglers des 4R15-Trimmwiderstands die Position, an der das Geräusch nachzulassen beginnt, und stellen Sie mit weiterer Bewegung den Geräuschpegel ein, der noch keinen „Druck auf die Ohren ausübt“ (laut Autor - etwa 30-40). mV). Dies ist die optimale Einstellung der AGC-Schwelle (der Betriebsbeginn liegt bei etwa 2–3 μV) und der gesamten Anfangsverstärkung (etwa 120–150.000).

Referenzliste

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1. G. Bragin. Verbesserter GPA für den YES-98M-Transceiver. – Radio Design N 14, S. 3-7

11.Ein Aufsatz zur Messung der Induktivität in der Amateurfunkpraxis. S. Belenetsky.-Radio, 2005, Nr. 5, S. 26

zh.Radio, 2005 Nr. 10, 11

Empfängermodifikation. Wie in der Beschreibung des Empfängers erwähnt, ist der Grad der Unterdrückung des Spiegelseitenbands aufgrund des endlichen Widerstands des Addierers deutlich geringer als theoretisch (dies macht sich insbesondere bei Phasenschieber-Polyisatoren mit mehreren Verbindungen bemerkbar). Die wichtigste Möglichkeit, den Betrieb eines Polyfusers (bis zu theoretischen Grenzen) zu verbessern, besteht darin, den Eingangswiderstand des Addierers um Größenordnungen (!) zu erhöhen, beispielsweise durch den Einsatz von Spannungsverstärkern am Operationsverstärker oder an Feldgeräten. Im Zuge weiterer Tests und Experimente mit dem Empfänger wurde die Schaltung verfeinert, was es ermöglichte LEICHT eine Unterdrückung nahe der theoretischen Grenze zu erreichen. Gleichzeitig wird die Schaltung und der Aufbau des Empfängers sogar noch ein wenig vereinfacht.
Dazu müssen Sie (siehe Diagramm in Abb. 2 oder Zh. Radio, 2005, Nr. 10 S. 61-64) die Widerstände R41, R45 und den Kondensator C46 entfernen, den Widerstand R46 auf 33 kOhm erhöhen und Ersetzen Sie den Widerstand R44 durch eine Drahtbrücke. Auf der Leiterplatte (siehe Abb. 8) sollten Sie die Verbindung (Leiterbahnen durchschneiden) an 2 Stellen unterbrechen

1.zwischen den Punkten, die R37, C42 und R38, C43 verbinden
2. zwischen den Punkten, die R39, C44 und R40, R42, C41 verbinden.
Das Signal wird nun an einer Stelle vom Phasenschieber über den nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers (Eingangswiderstand von mindestens Hunderten von Megaohm) entfernt. Dabei GEMESSEN Koeffizient Die Übertragung liegt nahe bei 1. Das Interessante an diesem Schema ist, dass kein zusätzlicher Addierer erforderlich ist, weil Einseitenbandsignal ist gut, seine Qualität ist bereits GEFORMT(!!!) im Phasenschieber selbst. Darüber hinaus habe ich unabhängig vom Punkt, an dem das Signal abgenommen wurde, versucht, das Signal von allen vier Ketten natürlich einzeln abzufangen. Zum ersten Mal erschien ein solcher Schaltungsentwurf auf http://www. hanssummers.com/radio/polyphase/
Und ehrlich gesagt habe ich ihm keine ernsthafte Aufmerksamkeit geschenkt -
Die Dokumentation wurde in Einzelteilen von Hand erstellt. Ich dachte, der Autor sei zu faul, drei weitere Operationsverstärker am Ausgang des Phasenschiebers hinzuzufügen. Bis ich in der Praxis überzeugt war – es funktioniert und funktioniert gut!
Natürlich handelt es sich dabei in gewisser Weise um eine Kompromisslösung, die es ermöglicht, mit einfachen Mitteln gute Ergebnisse im Empfänger zu erzielen, allerdings auf die klassische Methode der Signalerfassung verzichten muss. Darin (hier erlaube ich mir, den erläuternden Kommentar von V.T. Polyakov aus der persönlichen Korrespondenz zu Methoden zum Sammeln von Signalen aus einem Polyfuser zu zitieren): „Wenn Sie auch ein Signal mit entgegengesetzter Phase vom PV-Ausgang entfernen, invertieren Sie es und fügen Sie es dem hinzu.“ zuerst, dann verdoppelt sich die Ausgangsspannung. Und wenn die verbleibenden zwei Ausgänge mit den bereits verwendeten verbunden werden, hängen die Ausgangsspannungen außerdem weniger von der PV-Last ab. Dies ist offenbar die Argumentation des Erstellers dieser PV mit dem auf Russisch völlig unaussprechlichen Nachnamen Gschwindt, der das Diagramm in den 70er Jahren entweder in einer deutschen oder einer ungarischen Zeitschrift veröffentlichte.“

Nach einer solchen Modifikation beträgt der Gesamt-Kus etwa 130-150.000, der Eigenrauschpegel am Ausgang beträgt etwa 27-30 mV – meiner Meinung nach sind dies optimale Werte und bedürfen keiner Anpassung. Sie können eine Version der Leiterplattenzeichnungen von Pavel Semin herunterladen ( syomin), durchgefürt in Sprint-Layout 4.0 Wir berücksichtigen bereits diese Modifikation, bei der es uns gelungen ist, die Größe der Platinen leicht zu reduzieren.

Seit der Veröffentlichung der Beschreibung des Empfängers haben bereits mehrere Kollegen den Entwurf wiederholt und waren mit der Qualität der Arbeit dieses Empfängers zufrieden. Unten, ebenfalls als Beispiel, finden Sie Fotos des Entwurfs von Igor Tredit ( Robin). Igor hat eine Version der Leiterplatte von Pavel Semin erstellt.

Ein wichtiger Punkt: Igor ist beim Wiederholen des Empfängers auf ein kleines Problem gestoßen (dies ist der einzige mir bekannte Fall, aber ich möchte dieses Problem genauer betrachten – vielleicht ist es für jemanden nützlich) – aufgrund unzureichender Amplitude (weniger als 0,25 V rms) am Ausgang des GPA beim Einschalten des Bereichs 7 MHz lösten 74NS74 aus und arbeiteten instabil, bis hin zur Selbsterregung in der Mikrowelle. Der Grund war meiner Meinung nach eine Kombination aus einer erfolglosen Kopie von 1533LA4, deren Verstärkung bei Frequenzen in der Größenordnung von 29-30 MHz deutlich abnimmt, und der Vorspannung des Triggers DD2.1 (siehe Abb. 2), was aufgrund der Streuung der Widerstände R1, R2 vom Optimum abweichen kann. Der beste Weg wäre, eine erfolgreichere Kopie der DD3-Mikroschaltung zu installieren (siehe Abb. 4) oder mit den Werten von R1, R2 „herumzuspielen“ (siehe Abb. 2), aber das ist einfach, wenn die Mikroschaltungen werden auf Steckdosen installiert. Was aber, wenn sie in die Platine eingelötet sind? Es bleibt nur noch, den Offset anhand der Werte von R1, R2 auszuwählen oder wie Igor zu verfahren. Indem er die Versorgungsspannung des Schalters bei 8 V beließ, reduzierte er die Versorgungsspannung des DD2-Chips auf 6 V und erhöhte dadurch die relative Amplitude des GPA-Signals im Verhältnis zur Triggerschwelle, die fast direkt proportional zur Triggerversorgungsspannung ist.

Der einfachste Weg, dies zu tun, besteht darin, DD2 über einen 62-100-Ohm-Widerstand mit Strom zu versorgen (ausgewählt basierend auf dem stabilen Betrieb der Trigger im 7-MHz-Bereich). Letzteres muss in den Spalt der Leiterbahn (siehe Abb. 8) zwischen Fuß 16 DD1 und Kondensator C2 eingefügt werden.

Igor hat die Kondensatoren für den Polyphaseizer-Phasenschieber nicht ausgewählt – er hat sie aus derselben Charge geliefert. Dennoch fiel der Grad der Unterdrückung der Oberseite hoch aus – was bedeutet, dass das Design eine gewisse technologische Reserve aufweist. Igor ( Robin) Ich bin mit der Leistung des Receivers sehr zufrieden. Bei der vergleichenden Anhörung der Sendung auf Radio-76M2 und dieser PPP gibt er letzterer den Vorzug und weist auf die besondere Weichheit des Klangs und die Transparenz der Sendung hin.

Abschließend Ich möchte meinen Kollegen und Gleichgesinnten im Forum danken http://forum.cqham.ru/viewtopic.php?t=4032

(Valery RW3DKB, Sergey US5QBR, Andrey WWW, Pavel Syomin, Yuri UR5VEB, Alexander T, Oleg_Dm., Tadas, Alexander M, Alex007, Kestutis, US8IDZ, K2PAL, Victor, Igor Robin und viele andere) widmen sich den Problemen und Wegen von Entwicklung von T /PPP, diejenigen, deren Begeisterung und geradezu fanatische Liebe für die DIREKTE TRANSFORMATIONSTECHNIK in mir und in vielen anderen das Interesse und den Wunsch geweckt haben, sich wieder mit PPP zu beschäftigen, diejenigen, die sorgfältig und unermüdlich einen wahren Wasserfall an Informationen von allen unterstützt haben auf der ganzen Welt über neue Produkte und Ansätze, moderne Konzepte, Methoden und Schaltungsumsetzungen der PP-Technologie. Vielen Dank euch allen, Freunde. Es gibt bereits viele von uns – Fans der DIREKTKONVERTIERUNGSTECHNIK.

Ich kann mit Zufriedenheit feststellen, dass sich das Design als wirklich einfach erwiesen hat und wiederholt werden kann, während die Parameter hervorragend waren, nicht schlechter als angegeben!

Beispielsweise erhielt der Kollege Oleg Dmitrievich Potapenko, der über die Möglichkeit instrumenteller Messungen verfügt, nach sorgfältigen Messungen eine Empfindlichkeit von 0,6 μV, DD2 in der Größenordnung von 107–109 dB und eine Unterdrückung der oberen Seite von mehr als 54 dB. Von zweifellosem Interesse sind seine Ergebnisse der Messung von DD3 PPP mit der von ihnen verwendeten Zweifrequenzmethode

Generatoren mit geringem Phasenrauschen IFR2040 von Aeroflex (auch bekannt als IFR, noch früher auch bekannt als Marconi).
1. Wir verbinden zwei IFR2040 GSS über einen Addierer mit einer Dämpfung von 3 dB mit dem PPP.
Die Ausgänge beider Generatoren sind deaktiviert – AUS
Wir messen die Rauschspannung am PPP-Ausgang mit einem Millivoltmeter V3-38B.
Ush=19,5 mV
2. Wir messen die Sensibilität
Generatoren aufstellen
F1=3,3329 MHz (funktionierender) Ausgang – EIN (aktiviert)
F2=3,4349 MHz (Interferenz2) Ausgang – AUS (deaktiviert)
Wir liefern ein Signal Uс1 = -111,8 dBm, bei dem Uout = 62 mV (S/N = 10 dB)
Wenn wir 3 dB des Addierers hinzufügen, erhalten wir

S=-114,8 dBm bei S/N=10 dB.

3. Schalten Sie die Interferenz mit einem Abstand von 50 kHz ein und empfangen Sie mit der Frequenz 2F1-F2=3,3329 MHz
F1=3,3839 MHz (Störung 1) Ausgang – EIN
F2=3,4349 MHz (Interferenz2) Ausgang – EIN
Gleiche Signalamplituden einstellen
Uс1= Uс2=-13,3 dbm, bei dem Uout=62 mV
4. Berechnen Sie DD3 = -13,3-(-111,8) = 98,5 dB

II. Für 20-kHz-Abstand

F1=3,3539 MHz (Störung1)
F2=3,3749 MHz (Interferenz2)
Uc1= Uc2=-14,3 dBm und DD3 = -14,3-(-111,8) = 97,5 dB

Danach habe ich Empfindlichkeitsmessungen ohne Addierer durchgeführt
1. Schließen Sie den PPP-Eingang über 51 Ohm Ush = 17,5 mV kurz
S = -116 dBm, bei S/N = 10 dB (Uout = 55 mV)
2. Für einen Abstand von 50 kHz habe ich DD3 erneut gemessen
Uс1= Uс2=-14 dbm (oder 44,6 mV), bei dem der Ausgang 55 mV beträgt
DD3 = -14 -(-116)-3 = 99 dB

Empfänger ohne Gehäuse, ohne Abschirmung, selbstgebauter Quarz-Lokaloszillator mit Quarz-Doppelkristallfilter am Ausgang, Netzteil B5-29 (+14 V). Das Signal wurde ohne DFT direkt dem Eingangstransmitter des Mischers zugeführt.
Offenbar schwanken die Werte von Ush und S gerade aufgrund der fehlenden Abschirmung von Messung zu Messung etwas.

Empfänger. Empfänger 2 Empfänger 3

Überlagerungsempfänger für einen Einsteiger-Kurzwellenbetreiber

Der Empfänger ist für eine Reichweite von 160 Metern ausgelegt. Alle drei Spulen sind gleich: Sie sind auf zylindrische Rahmen mit einem Durchmesser von 7 mm mit Feritkernen gewickelt. Jede Spule enthält 40 Windungen PEL 0,12-Draht, Windung um Windung gewickelt. Bei der Neuberechnung der Schwingkreise kann der Empfänger auf jedes der Amateurbänder abgestimmt werden.

Direktkonvertierungsempfänger

Taschenempfänger eines bekannten Funkamateurs

A.Pershin RV3AE

Literatur: R-D Nr. 21

Einfacher SSB-Empfänger für 80m auf dem TDA1083 IC

Irgendwie kam ich auf die Idee, einen einfachen „Single-Chip“-SSB-Empfänger zu entwickeln. Diese. Ich wollte einen einfachen und gleichzeitig relativ hochwertigen Empfänger schaffen, der auf einem IC zusammengebaut und über ein Wochenende konfiguriert werden kann. Nachdem ich ein paar Dutzend Schaltkreise durchgesehen hatte, kam ich zu dem Schluss, dass TDA1083 (analog zu K174XA10) die am besten geeignete Version eines solchen ICs im Hinblick auf das Preis-Leistungs-Verhältnis ist.

Das Ergebnis ist ein recht einfaches Design (siehe Abb. 1). Nennen Sie es natürlich „Single-Chip“, d.h. Der Aufbau nur auf dem TDA1083 IC ist nicht mehr möglich, der Schaltplan des Empfängers ist jedoch nicht viel komplizierter geworden!

Superheterodyn-Empfänger für 40 Meter

Der Empfänger ist zum Empfangen konzipiert

Amateurfunksender, die in tätig sind

40-Meter-Band SSB- oder CW-Modulation.

Hergestellt nach klassischem Superhetero-

Einzelkreis

Frequenzumwandlung. Empfangener Frequenzbereich

liegt im Bereich von 7 - 7,3 MHz. Das Signal vom Antennensystem wird der Eingangsschaltung L1-C1-C2 zugeführt, die dafür konfiguriert ist

Mitte des empfangenen Frequenzbereichs. Der Frequenzumrichter basiert auf einem Zwei-Gate-Feldeffekttransistor VT1. Sein erstes Tor empfängt ein Signal vom Eingang

Schaltung und auf der zweiten vom Smooth-Range-Generator. Der Smooth-Range-Generator wird mit den Transistoren VT3 und VT4 hergestellt. Der Generator selbst basiert auf dem Transistor VT3. Sein

Die Frequenz wird durch die Abstimmfrequenz der Schaltung L6-C18-C19 bestimmt. Dieser Generator arbeitet mit Frequenzen von 2,5 bis 2,8 MHz. Auf dem Transistor VT4 wird ein Pufferverstärker hergestellt, dessen Ausgangskreis auf die Mitte des erzeugten Bereichs konfiguriert ist. Das lokale Oszillatorfrequenzsignal im Bereich von 2,5 bis 2,8 MHz wird dem zweiten Gate des Feldeffekttransistors VT1 zugeführt.

Was in diesem Transistor passiert, ist

Frequenzumwandlung. An seinem Abfluss erscheint

ein Frequenzkomplex, der die Summe und enthält

Differenzfrequenz. Dazwischenliegend

Frequenz ist die Gesamtfrequenz. Sie

definiert als 9,8 MHz. auf diese Frequenz abgestimmt

Drain-Kreis L2-C5. Und die Differenzfrequenz

es unterdrückt wirksam.

Von der Koppelspule L3 wird das ZF-Signal dem Quarzfilter Z1 mit einer Mittenfrequenz von 9785 kHz und einer Bandbreite von 2,4 kHz zugeführt. Der Empfänger verwendet ein vorgefertigtes

Industriell hergestellter Quarzfilter, bei Bedarf können Sie aber auch einen selbstgebauten aus Resonatoren mit der entsprechenden Frequenz verwenden. Die ZF-Frequenz kann jedoch bei Bedarf geändert werden

Verwenden Sie einen Quarzfilter mit einer anderen Frequenz. Dies erfordert eine entsprechende Umstrukturierung der GPA- und IF-Schaltkreise. Vom Ausgang des Quarzfilters gelangt das ZF-Signal zum ZF-Verstärker auf dem A1-Chip. Es verwendet einen IC vom Typ MC1350, der für den Betrieb als ZF- oder HF-Verstärker bei Frequenzen von bis zu ausgelegt ist

45 MHz. Der Chip verfügt über ein eingebautes AGC-System, das hier nicht verwendet wird. Wenn Sie ein AGC-System oder eine manuelle Verstärkungsregelung einführen möchten, benötigen Sie Spannung

Wenden Sie die AGC an den 5. Pin an. Diese Spannung kann bis zu 5 V betragen, und wenn die Gleichspannung an Pin 5 steigt, nimmt die Verstärkung ab. Die Ausgangsstufe A1 ist symmetrisch beschaltet. An dessen Ausgänge ist der Ausgangskreis des Wechselrichters L4-C11 angeschlossen. Der Spulenausgang dieses Stromkreises ist mit der Stromquelle verbunden

Mikroschaltungen. Von der Kommunikationsspule L5 verstärktes ZF-Signal

geht zum Demodulator am Feldeffekttransistor VT2. Diese Kaskade ist nach einer Schaltung aufgebaut, die der eines Frequenzumrichters mit dem Transistor VT1 ähnelt. Das erste Tor empfängt ein ZF-Signal und das zweite Tor empfängt ein Signal vom Referenzoszillator am Transistor VT5. Der Referenzoszillator erfolgt über den Transistor VT5, seine Frequenz wird durch die Resonanzfrequenz des Quarzresonators Q1 eingestellt. Mithilfe des SZO-Kondensators kann die Erzeugungsfrequenz leicht abgelenkt werden, um einen optimalen Demodulationsmodus zu gewährleisten. Die Referenzfrequenzspannung wird vom kapazitiven Teiler an den Kondensatoren SZZ und C34 entfernt und geht zum zweiten Gate des Transistors VT2. Das demodulierte NF-Signal wird extrahiert

an seinem Abfluss und durch den einfachsten Tiefpassfilter an den Elementen C12-R5-C13 gelangt er über den Lautstärkeregler R8 zum Ausgangstiefpassfilter, dessen Schaltung hier nicht angegeben ist. Als ULF können Sie jedes verfügbare ULF verwenden, beispielsweise einen Taschenempfänger, oder ein ein- oder zweistufiges ULF mit Ausgabe an Kopfhörer erstellen. Um die Spulen der Schwingkreise zu wickeln, sind sie am besten zugänglich

Die Basis bilden heute Rahmen aus den Konturen des Farbblocks des 3-USCT-Fernsehers. Ich möchte Sie daran erinnern, dass es sich um Kunststoffrahmen mit einem Durchmesser von 5 mm mit Trimmern handelt

Ferritkerne mit einem Durchmesser von 2,8 mm und einer Länge von 14 mm. Die Rahmen sind zylindrisch, glatt (ohne Abschnitte). Alle Spulen sind mit PEV-Draht mit einem Durchmesser von 0,23 mm gewickelt. Spule L1 enthält 4+10 Windungen, Spule L2 - 15 Windungen, Spule

L3 ist auf der Oberfläche L2 näher an der Oberkante des Rahmens gewickelt, sie enthält 4 Windungen, Spule L4 - 7,5 + 7,5 Windungen, Spule L5 ist auf der Oberfläche L4 näher daran gewickelt

Die Oberkante des Rahmens enthält 4 Windungen, Spule L6 – 22 Windungen, Spule L7 – 15 Windungen. Die Spule L8 ist eine Hochfrequenzdrossel, ihre Induktivität kann zwischen 240 und 330 μH liegen. Alle Kondensatoren müssen eingeschaltet sein

Spannung nicht niedriger als 10V. Schleifenkondensatoren müssen einen Mindest-TKE (Temperaturkoeffizient der Kapazitätsinstabilität) aufweisen. Drehkondensator C19 – ein Abschnitt eines Drehkondensators mit Luftdielektrikum aus einem alten Radio. Ein solcher Kondensator ist heute nur noch selten im Handel zu finden und ist eher auf dem Radiomarkt als im Laden erhältlich. In seiner Abwesenheit können Sie

Verwenden Sie einen moderneren Kondensator, z. B. einen Festkörperkondensator aus Taschenradios. Wenn die maximale Kapazität dieses Kondensators

230-250 pF beträgt, wird der Kondensator C18 nicht benötigt.

Strukturell besteht das Gerät aus einem Gehäuse, das aus doppelseitigen Glasfaserfolien gelötet ist. Die Montage erfolgt am Innenboden des Gehäuses,

voluminös auf in Folie ausgeschnittenen „Flecken“ auftragen. Auf der Frontplatte sind ein variabler Kondensator, ein variabler Widerstand sowie Anschlüsse verbaut.

Snegirew I.

Einfacher Direktumwandlungsempfänger

Der Widerstand R18 stellt die richtige Sinusform bei maximal möglicher Amplitude ein

Kurzwellenempfänger 40 Meter

Auf dem NJM3357-Chip ist ein einfacher Empfänger für die Beobachtung in einer Entfernung von 40 Metern montiert. Dies ist ein vollständiges Analogon des MC3357-Chips. Die Schaltung verwendet EMF-500-3N (3 V). Der lokale Oszillator ist je nach verwendetem EMF im Bereich von 6,5–6,7 oder 7,5–7,7 MHz abstimmbar. Generell können hier auch andere Filter angewendet werden. Wenn Sie beispielsweise eine Erweiterung der Bandbreite auf 6–10 kHz in Kauf nehmen können, können Sie einen normalen piezokeramischen Filter aus einem Taschenempfänger mit einer Frequenz von 455 oder 465 kHz installieren. In diesem Fall werden C14, C15 und C16 entfernt, ein 2,0-kOhm-Widerstand wird zwischen den Pins 3 und 4 der Mikroschaltung angeschlossen. Der Resonator Q1 wechselt auf 455 bzw. 465 kHz. Hier können Sie auch einen Piezofilter verwenden, indem Sie den gemeinsamen (Masse-)Anschluss und den „Eingang“ oder „Ausgang“ (experimentell ausgewählt) verbinden. Die Spulen L1 und L2 werden nach der allgemein anerkannten Methode berechnet, wobei 1/5 der Windungszahl entfernt wird. Spule L3 befindet sich auf einem Ferritring mit einem Durchmesser von 10 mm und enthält 18 Windungen PEV 0,31-Draht. L4-Drossel 220 µg.

Vorwärtsverstärkungsempfänger mit Q-Multiplikator

Die magnetische Antennenspule L1 und der variable Kondensator C1 bilden einen Schwingkreis, der mit etwas Spielraum alle Frequenzen des CB-Bereichs (525...1605 kHz) abdeckt. Das von der Antenne empfangene und durch diese Schaltung isolierte Signal des gewünschten Radiosenders gelangt in das Gate des Transistors und moduliert den Strom, der von der Batterie durch den Transistorkanal (Drain-Source-Lücke) fließt. Dieser Strom fließt auch durch die Rückkopplungsspule L2 und gleicht Verluste im Stromkreis aus. Um die Rückkopplung einzustellen, wird ein variabler Widerstand R1 verwendet. Durch Verringern seines Widerstands wird die Rückkopplung und damit die Empfindlichkeit erhöht, bis hin zum Auftreten einer Selbsterregung – der Erzeugung natürlicher Schwingungen im Stromkreis, die durch die leicht zu erkennen ist Pfeife, die sich beim Stimmen verändert – das Schweben natürlicher Schwingungen mit den Trägerschwingungen des empfangenen Signals. Signal. Für eine magnetische Antenne empfiehlt es sich, einen großen Ferritstab der Güteklasse 400NN oder 600NN zu wählen. Von den gängigen ist 400NN mit einem Durchmesser von 10 und einer Länge von 200 mm (zum Beispiel vom Leningrader Empfänger) geeignet. In der Mitte des Stabes müssen Sie ein Papierrohr und darauf eine Spule L1 aus 60 Windungen PELSHO-Draht mit einem Durchmesser von 0,2...0,3 mm aufwickeln. Machen Sie dann, ohne den Draht zu brechen, einen Hahn und wickeln Sie weitere 5 Windungen in die gleiche Richtung - Spule L2. Nach der Herstellung empfiehlt es sich, die Spulen zum Schutz vor Feuchtigkeit mit Paraffin zu imprägnieren. Gut geeignet ist auch eine fertige Spule einer Magnetantenne des CB-Bereichs vom gleichen oder ähnlichen Empfänger. In der Regel befindet sich darauf auch eine Kommunikationsspule, die als L2 dient. KPI kann auch von jedem alten Transistorempfänger übernommen werden, indem zwei seiner Abschnitte parallel geschaltet werden, wenn die Kapazität eines Abschnitts nicht ausreicht, um die niedrigsten Frequenzen des CB-Bereichs abzustimmen. Für den Rückkopplungsregler eignet sich jeder variable Widerstandstyp mit einer Nennleistung von 33 bis 68 kOhm, vorzugsweise mit Leistungsschalter S1.

Die Einführung der 160-m-Reichweite erwies sich als sehr einfach: Ohne die Spulen der Magnetantenne zu wechseln, muss der Dehnungs-C1a, der eine deutlich geringere Kapazität hat, in Reihe mit dem Haupt-KPI C1 eingeschaltet werden. Wenn der Empfänger mit der Hauptsteuereinheit den CB-Bereich von 540 bis 1600 kHz abdeckte, verschiebt sich der Abstimmbereich mit einer Verringerung der Schleifenkapazität nach oben auf 1800 bis 2000 kHz. Die Abstimmung erfolgt weiterhin durch den Haupt-KPI C1, wird aber aufgrund der geringeren Frequenzüberlappung deutlich gleichmäßiger. Um CW- und Einseitenband-Amateursender (SSB) zu empfangen, muss die Rückkopplung leicht über der Erzeugungsschwelle eingestellt werden.

Nachdem ich am Abend den beschriebenen Receiver richtig aufgebaut hatte, konnte ich über den CB die Radiosender der meisten europäischen Hauptstädte sowie eine Reihe arabischer und zentralasiatischer Sender hören. Auf 160 m wurden viele Sender aus dem europäischen Teil Russlands, Westsibirien, der Ukraine und den baltischen Staaten empfangen, und zwar nur auf der Magnetantenne des Empfängers selbst, ohne externe Antennen. Die Tests wurden in einem Vorort von Moskau in einem Holzhaus durchgeführt. Bei schwierigen Bedingungen (Stahlbetonhaus, untere Stockwerke) empfehle ich, die Magnetantenne des Empfängers in der Nähe eines Fensters zu platzieren. Versuchen Sie nicht, es mit anderen Details zu umgeben, da dies den Qualitätsfaktor verringert. Besser ist es, wenn rund um die Antenne 10...20 cm Freiraum vorhanden sind.

Es ist auf drei integrierten Schaltkreisen mittels Superheterodynschaltung aufgebaut und enthält ein Minimum an Wicklungseinheiten. Die Funk- und Zwischenfrequenzstufen werden auf TEA5570 hergestellt. Auf L2C4C7L3C9 ist ein Zweikreis-Bandpassfilter mit kapazitiver Kopplung zwischen den Kreisen montiert. Zur Anpassung von Antenne und Last werden die Koppelspulen L1 und L4 verwendet. Die Eingangsimpedanz des TEA5570 liegt nahe bei 50 Ohm. R1 dient als Mischerlast. Das ZF-Signal wird durch einen Quarzfilter vom Leitertyp gefiltert, der auf 4 Resonatoren aufgebaut ist. VT1 verfügt über einen ZF-Vorverstärker. Der Ausgang des internen ZF-Verstärkers der Mikroschaltung und der Eingang des Mischers DA2 sind über einen Breitbandtransformator T1 verbunden. Über C17 wird das ZF-Signal dem AGC-Verstärker zugeführt. C23 und C27 sind externe Rückkopplungselemente des Mischdetektorgenerators. Durch Anpassen von L6 können Sie die Frequenz in kleinen Grenzen ändern. C20R7C22 ist der einfachste Filter am Mischerausgang. R8 – dient zum Einstellen der Lautstärke.

Die Lage der Leiterbahnen und Elemente ist in Abb. dargestellt. Bei der Installation von C13-C15 und L15 wurde die Scharniermontage verwendet. Der Verbindungspunkt C13C14L5 befindet sich am Anschluss dieser Spule, und der rechte (gemäß Diagramm) Anschluss C15 ist mit dem gemeinsamen Draht verbunden.

Das Design umfasst Widerstände der Typen S1-4, S2-23, MLT und den variablen Widerstand SP4-1A. Alle kleinen Kondensatoren, und C15 ist ein kleiner Kondensator mit Luftdielektrikum aus der UKW-Einheit eines tragbaren Empfängers. Die Spulen L1L2L3L4L6 sind auf Polystyrolrahmen mit einem Durchmesser von 5 mm mit Carbonyleiseneinlagen aus gepanzerten SB-12-Magnetkernen gewickelt. L2L3 enthalten 50 Windungen PEV-2-Draht mit einem Durchmesser von 0,1 mm, L1 und L4 – 5 Windungen desselben Drahtes, L6 – 30 Windungen. Die L5-Heterodynspule ist mit einem sublinearen Ferritschneider M100NN-2S 2,8 * 7,2 auf einen Rahmen mit einem Durchmesser von 8 mm gewickelt und enthält 14 Windungen mit einer Anzapfung ab der 3. Windung. Der Transformator T1 besteht aus einem Ringmagnetkern der Standardgröße K7*4*2 aus Ferrit mit einer anfänglichen magnetischen Permeabilität von 600...1000. Die Primärwicklung enthält 20 Windungen PEV-2 0,25, die Sekundärwicklung enthält 10 Windungen. Um eine Beschädigung der Windungen zu vermeiden, muss der Ferritring vor dem Aufwickeln mit einer Lage lackiertem Stoff umwickelt werden.

Quarzresonatoren ZQ1-ZQ5 mit einer Frequenz von 8,867238 MHz. Resonatoren für einen Quarzfilter müssen zunächst so ausgewählt werden, dass sich ihre Resonanzfrequenz um nicht mehr als 100 Hz unterscheidet. Dies kann mit einem einfachen Messgenerator erfolgen. Die Erzeugungsfrequenz wird mit einem digitalen Frequenzmesser gemessen.

Als BA1 können Sie jedes dynamische Topteil mit einem Widerstand von 8...50 Ohm verwenden.

Nach dem Zusammenbau des Geräts müssen Sie vor dem ersten Einschalten die Platine sorgfältig auf Kurzschlüsse und andere Mängel untersuchen. Die Abstimmung beginnt mit der Festlegung der Abstimmungsgrenzen des lokalen Oszillators durch Auswahl von C14. Wenn die Kapazität des Kondensators vom Maximum auf das Minimum geändert wird, sollte sich die Frequenz im Bereich von 10672 bis 10862 kHz ändern.

Die Frequenz des Referenzoszillators wird durch Einstellen der L6-Spule auf die untere Flanke des Frequenzgangs des Quarzfilters eingestellt. In der Version des Autors lag die Frequenz nahe bei 8862 kHz. Die Frequenz dieses Generators kann mit einem Frequenzmesser überwacht werden, indem dieser über einen Kondensator 82...120pF an Pin 7 von DA2 angeschlossen wird. Der Ausgangsbandpassfilter kann einfach mit einem Frequenzgangmesser eingestellt werden. Wenn dies nicht verfügbar ist, können Sie einen Satz aus einem Hochfrequenzgenerator und einem Oszilloskop oder ein Hochfrequenzmultimeter verwenden. Sie können jedoch die DFT und die Lautstärke der empfangenen Radiosender anpassen.

IFR-Diagramm für 80 Meter von US5QBR

Das Schema ist so einfach und aufregend, dass man nicht daran vorbeigehen kann. Bleibt nur noch zu bedenken: „Alles Geniale ist einfach!“ und schnapp dir einen Lötkolben...

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